内容发布更新时间 : 2024/5/18 17:38:57星期一 下面是文章的全部内容请认真阅读。
? 要：本文设计实现了一个8通道12位逐次逼近型ADC。转换器内部集成了多路复用器、并/串转
换寄存器和复合型DAC，实现了数字位的串行输出。整体电路采用HSPICE进行仿真，转换速率为133ksps，转换时间为7.5ms。通过低功耗设计，工作电流降低为2.8mA。芯片基于0.6mm BiCMOS工艺完成版图设计，版图面积为2.5×2.2mm2。
关键词：逐次逼近ADC；复合结构DAC；低功耗；BiCMOS 引言
ADC是模拟系统与数字系统接口的关键部件，长期以来一直被广泛应用于通信、军事及消费电子等领域。随着计算机和通信产业的迅猛发展，ADC在便携式设备上的应用发展迅速，正逐步向高速、高精度和低功耗的方向发展。
目前市场上占统治地位的ADC的类型主要包括：逐次逼近型(SAR)、S-菩汀⒘魉咝汀-菩涂梢允迪趾芨叩姆直媛剩魉咝涂梢员Ｖず芨叩牟裳俾剩饬街痔逑到峁苟际俏寺隳持痔囟ㄐ枨蟮淖菹蚴谐《杓频摹AR ADC是采样速率低于5MSPS的中高分辨率应用的常见结构，由于其实质上采用的是二进制搜索算法，内部电路可以运行在几MHz，采样速率主要由逐次逼近算法确定。
本文基于上华0.6mm BiCMOS工艺设计了一个8通道12位串行输出ADC，转换核心电路采用逐次逼近型结构，并在总结改进传统结构的基础上，采用了电压定标和电荷定标的复合式DAC结构。这种―5 4 3‖的分段式复合结构不但避免了大电容引入的匹配性问题，而且由于引入了电阻，减小了电路本身的线性误差。比较器的实现采用多级级联的放大器结构，降低了设计复杂度。最后基于CSMC 0.6mm BiCMOS工艺实现了整体版图设计。 系统结构
SAR ADC电路结构主要包含五个部分：采样保持电路、比较器、DAC、逐次逼近寄存器和逻辑控制单元。转换中的逐次逼近是按对分原理，由控制逻辑电路完成的。其工作过程如下：启动后，控制逻辑电路首先把逐次逼近寄存器的最高位置1，其它位置0，将其存储到逐次逼近寄存器，然后经数模转换后得到一个电压值(大小约为满量程输出的一半)。这个电压值在比较器中与输入信号进行比较，比较器的输出反馈到DAC，并在下一次比较前对其进行修正。即输入信号的抽样值与DAC的初始输出值相减，余差被比较器量化，量化值再来指导控制逻辑是增加还是减少DAC的输出；然后，再次从输入抽样值中减去这个新的DAC输出值。不断重复这个过程，直至完成最后一位数字的实现。由此可见，这种数据的转变始终处于逻辑控制电路的时钟驱动之下，逐次逼近寄存器不断进行比较和移位操作，直到完成最低有效位(LSB)的转换。这时逐次逼近寄存器的各位值均已确定，转换操作完成。
由于本设计针对的是串行多路通道转换技术，所以本文在SAR ADC基本结构的基础上，在模拟输入前端加入多路复用模块，并在输出后端加入并/串转换电路。
图1 整体结构简图和输入等效电路
为实现信号的快速精确转换，SAR ADC中重要部件是采样保持电路、比较器和DAC，等效输入电路如图1所示。在获取数据期间，被选信道作为输入给电容CHOLD充电，获取时间结束后，T/H开关打开，电荷维持在CHOLD上作为信号样本，与DAC中产生的模拟信号进行比较，将比较结果输入并/串输出寄存器，在三态总线控制下输出数字位。 电路设计与实现
采样/保持电路的性能高低限定了整个ADC的速度和精度，在设计中采用双差分底板采样技术，双差分结构以获得优良的AC性能，另外底板采样技术的应用也极大地减小了电荷注入、时钟馈通以及有限带宽所造成的误差，优化了整体性能。其中比较器的实现采用3个放大器级联结构，这样不仅极大提高了增益，而且减小了比较器的设计难度，提高了电路性能。下面重点讲述DAC的设计与实现。
SAR ADC的速度和分辨率主要受反馈电路中DAC的速度、分辨率和线性的限制，精确设计DAC是本次设计的重点和关键。传统的SAR ADC多采用简单的电阻分压式或电容电荷型结构来实现。电阻分压式转换器的优点是只需要用到一种电阻，容易保证制造精度，即使电阻出现较大的误差，也不会出现非单调性。但n位二进制输入的电阻分压式数模转换器需要2n个分压电阻以及同样数量的模拟开关，所以随着位数的增加，其所需元器件的数量会呈几何级数增加，这是它的缺点。单独用这种结构来做一个DAC的情况比较少见，但是它却在8位以下的SAR ADC中常用到。电容电荷型DAC的优点是精度较高，但缺点是面积大，对寄生电容敏感，而且还需要两相时钟，增加了设计制造的复杂度。
图2 第8通道对2.5V电压进行转换的输出波形
本文设计的DAC采用复合结构。由于本芯片是一个12位精度的ADC，要求DAC也要达到12位精度，而且对于位数较高的转换器，从芯片面积和性能方面综合考虑，组合结构较单一结构优势显著。因而本文采用5 3 4复合结构实现，即高5位MSB采用电容网络实现，中间3位采用电阻网络，而低4位LSB仍用电容网络实现，这样设计避免了不同结构实现上的不足，结合了各自的优点，较好的实现电路设计目标。此DAC的优点是具有一定的单调性，因为电阻串本质上是单调的，而且3个数字位只有一种阻值的电阻，不存在电阻失配问题。电阻串不需要预充电，转换速度比电容阵列的转换速度快，但芯片占用面积较大；电容网络最多只需满足5位数字位对应的电容精度要求便可实现12位转换匹配。所以在分配每段位数时，本文在芯片面积和转换速度之间进行了折中考虑。单独对DAC进行仿真得到其建立时间仅为12ns。 设计仿真
根据电路功能及指标要求，在Cadence环境下用Hspice对电路进行仿真。通过控制逻辑精确控制，最后实现12位数字的转换结果，图2为选择第8通道对2.5V电压进行转换的输出波形，实现了模拟信号到数字信号的正确转换。12位ADC的工作温度范围为-55℃~125℃，仿真条件为VDD＝5.0V，VSS=0V，VREF=4.096V，VAGND=0V。最后基于CSMC 0.6mm BiCMOS工艺完成了版图设计，面积为2.5×2.2mm2。 结语
本文基于CSMC 0.6mm BiCMOS工艺设计实现了一个12位串行输出ADC，采用电压定标和电荷定标组合式数模转换器技术，比较器的实现采用多级级联放大器形式，通过合理的时序控制，实现了较好的性能，转换速率为7.5ms，正常工作电流2.8mA，增益误差小于2LSB，线性误差小于1个LSB，最后版图面积为2.5×2.2mm2，此转换器对于消费电子、汽车电子及便携式产品等方面应用是具有较好性价比的选择。 参考文献：
1 Kh.handidi, Vincent S.Tso. An 8-b 1.3-MHz Successive-Approximation A/D Converter. IEEE J. Solid-State Circuits,1990,25(3)
2 T.P.Redfern et al.. A monolithic charge-balancing successive-approximation A/D technique. IEEE J. Solid-State Circuits, 1979, SC-14: 912-920
3 Richard K.Hester et al. Fully Differential ADC with Rail-to-Rail Common-Mode Range and Nonlinear Capacitor Compensation. IEEE J. Solid-State Circuits, 1990, 25(12):173-183 查看(9) 评论(0) 收藏 分享 管理
? 一种低压低温漂的CMOS带隙基准源
2010-10-03 08:15:25
摘要: 基于标准0.35umCMOS工艺，采用一级温度补偿电压作为温度曲率校正电压，与传统采用PTAT电压作为温度曲率校正电压相比，获得了一个电路结构简单，性能更好的带隙基准源。使用Hspice进行仿真，仿真结果表明电路可以在-20－100 范围内，平均温度系数约2 ppm/oC，工作电压为1V左右，获得了一个高性能的带隙基准电压源。该带隙基准源可应用于高精度模数转换器（ADC）、数模转换器（DAC）和系统集成芯片（SOC）中。
关键词：带隙基准源；曲率校正；温度系数；电源抑制比 1 引言
作为A/D、D/A转换器以及系统集成芯片（SOC）中的一个基本组件，基准电压源始终是集成电路中一个重要的单元模块。它的温度特性和抗噪声能力直接影响电路精度和性能。在高精度集成电路系统中，低温度系数﹑高电源抑制比﹑低工作电压带隙基准的设计十分重要。传统的带隙基准电路几乎都是采用一级温度补偿，而且采用的工作电压也比较高。这样产生的基准电压不能满足低温度系数和低工作电压带隙基准的要求。基于以上问题，本文根据低温度系数﹑低工作电压的要求。基于标准CMOS工艺设计，提出了温度曲率校正的方法，采用低压运算放大器，最终实现了低温度系数﹑低工作电压的CMOS带隙基准源。其工作电压可以在1V左右，温度系数为2 ppm/C，且低频电源抑制比也比较高可达到－90dB。 2 带隙基准原理
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